전기 에너지 변환용 인버터(Inverter for conversion of electrical energy)

(19) 대한민국특허청(KR)
(12) 등록특허공보(B1)
(45) 공고일자 2008년09월30일
(11) 등록번호 10-0860948
(24) 등록일자 2008년09월24일
(51) Int. Cl.

H02M 7/00 (2006.01)
(21) 출원번호 10-2001-7006783
(22) 출원일자 2001년05월31일
심사청구일자 2005년09월29일
번역문제출일자 2001년05월31일
(65) 공개번호 10-2001-0102950
(43) 공개일자 2001년11월17일
(86) 국제출원번호 PCT/DE2000/003404
국제출원일자 2000년09월29일
(87) 국제공개번호 WO 2001/26210
국제공개일자 2001년04월12일
(30) 우선권주장
19947476.1 1999년10월01일 독일(DE)
(56) 선행기술조사문헌
US5726557A
(73) 특허권자
로베르트 보쉬 게엠베하
독일 데-70442 스투트가르트 포스트파흐 30 02 20
(72) 발명자
리거라인하르트
독일70372스튜트가르트엠서스트라쎄6
로이트링거쿠르트
독일70174스튜트가르트헤겔스트라쎄38아
(74) 대리인
이병호, 장훈
전체 청구항 수 : 총 12 항 심사관 : 김연경
(54) 전기 에너지 변환용 인버터
(57) 요 약
본 발명은 전기 에너지, 특히 자동차 전기 시스템용 전기 에너지를 변환하기 위한 인버터에 관한 것이고, 상기
인버터는 개별적 부분 인버터와 하나 이상의 하프 브리지를 포함하며, 이로 인해 상기 하프 브리지에는 예정된
스위치 수를 가진 하나 이상의 하이-사이드-스위치 및 로우-사이드-스위치가 구비된다. 상기 하이-사이드-스위
치 및 로우-사이드-스위치는, 전기 에너지 발생 수단과 연결되어 있는 공동의 연결부를 포함한다. 용량이 가능
한 작아야 하는 중간 회로 커패시터는 상기 하프 브리지에 병렬로 위치한다. 이를 위해 하프 브리지의 스위치는
서로 오프셋 트리거링되므로, 중간 회로 커패시터로부터 공급된 전류는 가능한 적게 유지된다. 상기 인버터의
초크의 구성에 대한 다양한 가능성이 제공된다.
대 표 도 - 도5
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등록특허 10-0860948
(81) 지정국
국내특허 : 일본, 대한민국, 미국
EP 유럽특허 : 오스트리아, 벨기에, 스위스, 리히
텐슈타인, 독일, 덴마크, 스페인, 프랑스, 영국,
그리스, 아일랜드, 이탈리아, 룩셈부르크, 모나코,
네덜란드, 포르투칼, 스웨덴, 핀란드, 사이프러스
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등록특허 10-0860948
특허청구의 범위
청구항 1
특히 자동차 전기 시스템의 전기 에너지 변환용 인버터에 있어서,
전기 에너지 발생 수단과 연결되어 있는 공동 연결부를 포함하는 미리 정해진 개수의 스위치들을 가진 하나 이
상의 하이-사이드-스위치 및 로우-사이드-스위치를 구비한 하나 이상의 하프 브리지를 가지며, 상기 하프 브리
지에 대해 병렬로 배치된 중간 회로 커패시터를 가지며, 제어 수단을 더 포함하며,
상기 제어 수단은 상기 스위치들이 서로 오프셋 트리거링(triggered offset)되도록 오프셋 제어를 수행하고, 상
기 스위치들의 상기 오프셋 트리거링이 고 대 저의 키잉 비(high to low keying ratio)의 선택에 의해 상기 브
리지의 브랜치 내에서 일어나서, 상기 중간 회로 커패시터에 최소 부하(minimal load)를 제공하는, 전기 에너지
변환용 인버터.
청구항 2
제 1 항에 있어서, 상기 전기 에너지 발생 수단이 전기 기계, 특히 발전기 또는 스타터/발전기인 것을 특징으로
하는 전기 에너지 변환용 인버터.
청구항 3
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 전기 에너지 발생 수단은, 평행하게 놓인 예정된 k 개의 권선을 가진 3
상 권선을 가진 3 상 발전기이며, 상기 인버터는 동일한 세 개의 하프 브리지를 포함하는 3 상 인버터이고, 상
기 3상 인버터는 오프셋 트리거링되는 2 k 개의 스위치를 가지는 것을 특징으로 하는 전기 에너지 변환용 인버
터.
청구항 4
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 하이-사이드-스위치 및 로우-사이드-스위치는, 제어 장치를 이용하여 트
리거링되고 특히 펄스 폭 변조식으로 작동되는 전계 효과 트랜지스터 또는 바이폴러 트랜지스터 또는 펄스 인버
터 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 에너지 변환용 인버터.
청구항 5
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 하이-사이드-스위치 및 로우-사이드-스위치의 공동의 연결부와 상기 전기
에너지 발생 수단의 연결부는 각각 하나 이상의 인덕턴스를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 에너지 변환용
인버터.
청구항 6
제 5 항에 있어서, 상기 인덕턴스는 종방향 초크들로서 상호 연관된 스위치들 사이에 연속하여 위치하거나, 횡
방향 초크들로서 네 개의 스위치들 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는 전기 에너지 변환용 인버터.
청구항 7
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 하프 브리지는, 직류 전압 변환기로서 작동하도록 설계되어 작동되고, 출
력부에서의 중간 회로 커패시터에 추가해서, 상기 중간 회로 커패시터에서의 전압과는 다른 전압이 발생하는,
출력부에 위치하는 추가적인 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 에너지 변환용 인버터.
청구항 8
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 스위치는, 상기 중간 회로 커패시터가 부하를 매우 적게 받도록 특히
2/8, 4/8, 6/8 이도록 선택되는 하이-로우 듀티 사이클로 펄스 폭 변조된 신호에 의해 클록 트리거링되는 것을
특징으로 하는 전기 에너지 변환용 인버터.
청구항 9
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 하프 브리지는 개별 모듈로 통합되고 기계 하우징에 집적되는 것을 특징
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으로 하는 전기 에너지 변환용 인버터.
청구항 10
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 필요한 초크는 개별적으로 결합되거나 보상된 초크로서 형성되는 것을 특징으
로 하는 전기 에너지 변환용 인버터.
청구항 11
제 10 항에 있어서, 상기 필요한 초크는 다상의 초크로서 형성되고 병렬 구성 또는 원형 구성 또는 성형 구성으
로 배열되며, 각각 적합한 요크를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 에너지 변환용 인버터.
청구항 12
제 2 항에 있어서, 전기 기계의 권선은 두 개의 병렬 와이어 또는 두 개의 성형 권선을 포함하는 것을 특징으로
하는 전기 에너지 변환용 인버터.
명 세 서
기 술 분 야
본 발명은 전기 에너지, 특히 발전기에 의해 발생된 자동차 전기 시스템용 전기 에너지를 변환하기 위한 인버터<1>
에 관한 것이다.
배 경 기 술
예를 들어 자동차 전기 시스템의 전기 에너지는, 요즘 일반적으로 정적 인버터를 통해서 변환된다. 이러한 전<2>
자 파워 회로에서는 직류값들이 종종 특정 주파수의 교류값들로 변환되거나 또는 반대로 교류값들이 직류값들로
변환된다. 상기 교류값들 또는 직류값들은 예를 들어 전압 또는 전류이다. 상기 값을 변환하기 위해서는 직류
값들이 다른 전압 레벨을 가진 직류값들로, 예를 들어 직류 전압이 다른 전압 레벨을 가진 직류 전압으로 변환
될 수 있다. 상기와 같은 전압 변환의 경우 에너지는 양 방향으로 흐를 수 있다.
중간 전압 회로(전압 인버터)를 구비한 인버터와, 예를 들어 자동차 전기 시스템에서의 정류기 브리지 회로와<3>
같은 자율 브리지 회로는, 요즘 거의 모든 인버터 적용 분야에서 표준 디자인이다. 이때 중간 회로는 직류 전
압 네트워크에 의해해서 직접 형성될 수 있다. 중간 회로는 에너지의 중간 저장을 위해서 필요하다. 이때 가
능한 큰 용량을 가진 커패시터가 중간 저장부로서 사용된다.
중간 회로 커패시터의 필요한 용량은, 상기 커패시터가 중간 저장을 해야 하는 에너지와, 이로부터 생긴 교류에<4>
의해 결정된다. 대부분 중간 회로에는 전해질 커패시터가 사용되고, 이때 만약 더 큰 에너지량이 중간 저장되
어야 한다면, 다수의 전해질 커패시터가 사용된다. 상기 커패시터들은 그 용적에 관련해서는 특히 큰 용량을
가지지만, 구성 방식에 따라 고온에 대해서는 매우 민감하다. 특히 이는 고온일 경우에 전해질 커패시터를 노
화시키고 조기 고장을 일으킨다. 전해질 커패시터의 또 다른 단점들은 낮은 전류 운반 능력(current carrying
capacity), 상대적으로 큰 내부 저항, 및 용량에 대한 직렬의 기생 인덕턴스이다.
자동차 전기 시스템에서 3 상 발전기에 의해서 공급된 전압을 변환시키는, 전기 에너지의 변환을 위한 인버터는<5>
예를 들어 DE-OS 196 46 043 에 알려져 있다. 상기 알려진 시스템에서 3 상 발전기는 동시에 스타터로서 작동
된다. 상기 기계가 스타터 및 발전기로서 작동할 수 있음으로써, 발전기 작동 동안 출력 전압을 최적으로 제어
하기 위해서 전기 기계는 제어된 정류기 브리지 및 중간 회로 커패시터를 거쳐, 배터리를 포함하는 전기 시스템
과 연결된다. 정류기 브리지는 여섯개의 펄스 인버터 소자를 포함하고 상기 소자는 전기 시스템 제어 장치에
의해서 제어된다.
알려진 전압 인버터에서 필요한 중간 회로 용량, 또는 직류 전압 변환기(DC/DC-변환기)에서의 입력 용량은 큰<6>
구성 공간을 필요로 한다. 주로 상기 중간 회로 커패시터, 예를 들어 전해질 커패시터는 가장 큰 용적을 가지
는 구성 소자가다. 이것이 단점이기 때문에, 본 발명의 목적은 중간 회로 용량의 값, 특히 중간 회로 용량의
크기 또는 중간 회로 커패시터의 크기 또는 전압 변압기의 경우 입력 용량을 현저히 감소시킴으로써 구조 용적
및 비용을 감소시키고자 하는 데 있다. 또 다른 목적은, 중간 회로에 통상 사용되는 전해질 커패시터로부터
다른 커패시터 원리로 전환될 수 있도록 용량을 감소시킬 수 있는 가능성을 제공하는 것이다. 본 발명의 또
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다른 목적은, 인버터의 다양한 브랜치가 서로 분리되도록 초크 장치를 형성하는 것이다.
발명의 상세한 설명
청구항 제 1 항의 특징을 가진, 전기 에너지를 변환하기 위한 본 발명에 따른 인버터는, 종래의 시스템에 비해<7>
용량이 현저히 줄어든 커패시터가 중간 회로 용량으로서 충분하다는 장점을 가진다. 따라서 바람직하게는 중간
회로 커패시터의 크기를 현저히 축소시키고 이로써 구조 용적 및 발생하는 비용을 감소시키는 것이 가능해진다.
특히 바람직하게, 하나 이상의 하이-사이드-스위치(high-side switch) 및 하나 이상의 로우-사이드-스위치(low-
side switch)를 포함하는 인버터의 구성이 가능해짐으로써, 필요한 용량은 일반적으로 사용된 전해질 커패시터
로부터 다른 커패시터 원리로 전환될 수 있을 정도로 감소될 수 있다. 이로써 전해질 커패시터의 낮은 전류 운
반 능력 및 노화 및 온도 민감성이 방지될 수 있다.
본 발명의 또 다른 장점은 종속항에 제시된 조치를 통해서 달성된다. 이때 인버터(들) 또는 DC/DC-변환기는,<8>
반도체 밸브를 구비한 별도의 하프 브리지로서 구성될 수 있는 것이 바람직하고, 상기 브리지는 특히 유리한 방
식으로 발전기 하우징 또는 기계 하우징내에 집적될 수 있는 완전한 인버터 모듈로 통합될 수 있다.
하프 브리지의 적절한 오프셋 트리거링에 의해, 바람직하게는 특히 작은 전압 리플이 얻어질 수 있다. 하프 브<9>
리지의 병렬 접속된 반도체 밸브 또는 반도체 스위치의 동시 트리거링에 의해 단락이 확실히 방지된다.
결합된 초크를 사용함으로써 인버터의 다양한 브랜치가 매우 유리하게 분리될 수 있다. 예를 들어 3 각 결선<10>
(delta connection)의 클로 폴(claw-pole) 발전기용 권선은 예컨대 초크의 유리한 배치에 의해, 두 개의 부분
브랜치의 분리가 달성되도록 구현될 수 있다.
실 시 예
전기 에너지의 변환을 위한 정적 인버터의 경우에 전자 파워 회로 반도체가 사용된다. 이때 인버터는 주로 소<23>
위 하프 브리지로 분할될 수 있다. 예를 들어 3 상 작동을 위한 인버터는, 부분적으로 하나의 완전한 인버터
모듈로 통합될 수 있는 세 개의 하프 브리지로 구성된다. 또한 DC/DC-변환기도 하프 브리지에 의해 구현될 수
있다. 하프 브리지는 각각 하이-사이드-스위치 및 로우-사이드-스위치로 구성되고, 하기에서는 밸브 또는 반도
체 밸브라고도 표현되며, 상의 수에 의존하는 수의 트랜지스터를 포함한다. 스위치는 예를 들어 적절한 수의
펄스 인버터 소자로 구성될 수도 있다.
상기와 같은 하프 브리지 브랜치의 기능을 위해서 필요한 중간 회로 커패시터의 용량은, 주파수 fPWM 의 펄스 폭<24>
변조(PWM)를 이용한 트리거링시에 다음 수학식 1에 따라 계산된다.
수학식 1
<25>
상기 수학식 1에서 I는 하프 브리지의 출력 전류이고, 전압 변동 ΔU 는 중간 회로(입력부쪽)에서 허용할 수 있<26>
는 전압 리플이며, ν 는 펄스-폭-변조(PWM)의 순간적 듀티 사이클이다. 다상의 브리지는 상응하는 수의 하프
브리지로 형성된다. 상기 하프 브리지는 대부분 서로 오프셋 트리거링된다. 따라서, 개별 상들이 중간 회로로
부터 오프셋 방식으로 전류를 인출하고, 전압 리플은 상응되게 감소되므로, 중간 회로의 부하는 감소될 수
있다. 최대 전압 리플은 PWM-듀티 사이클 v= 0.5 일 경우에 발생된다.
스위치의 필요한 전류 운반 능력에 도달하기 위해서, 하프 브리지에서 다수의 반도체 밸브는 병렬 접속된다.<27>
병렬 접속된 밸브들은 동시에 트리거링되어야 하고, 이는 상기 하프 브리지에서의 "핫 브랜치(hot branch)" 를
방지하고 이로써 어떤 경우에서도 중간 회로 단락을 방지하기 위해서이다. 따라서 개별 밸브의 병렬 접속은 "
단일(one)" 스위치와 같이 동작한다.
출력부쪽에서 반도체 밸브의 병렬 접속이 끊기면, 하프 브리지로부터 다상의 장치가 생긴다. 이는, 부분 브랜<28>
치가 서로 반대로 트리거링될 때 중간 회로의 부하가 현저히 줄어들 수 있다는 장점을 가진다. 병렬 브랜치가
인덕턴스에 의해 분리되면, 브랜치는 다시 병렬 접속될 수 있고, 3 상 장치일 경우 및 심지어 DC/DC-변환기의
"단상" 장치일 경우에도 더 작은 중간 회로 부하의 장점이 얻어질 수 있다.
하프 브리지로 구성되는 인버터 및 DC/DC-변환기의 경우에 하프 브리지도, 동시에 중간 회로 커패시터 및/또는<29>
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트리거링 회로를 포함하는 완전한 모듈로서 구현될 수 있다.
주로 다수의 개별 밸브 또는 스위치들을 병렬 접속함으로써 양 브리지 스위치가 형성된다. 이를 위해, 개별 도<30>
면에는 4 개의 병렬 밸브, 예를 들어 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)가 도시된다. 그러나 또 다른 수의 병렬 반
도체가 사용될 수도 있다. 반도체로서는, 이미 언급된 전계 효과 트랜지스터와는 다른 밸브, 예컨대 바이폴러
트랜지스터 또는 펄스 인버터 소자 등이 사용될 수 있다. 따라서 3 상 인버터는 상기와 같은 세 개의 하프 브
리지 모듈로 구성될 수 있다. DC/DC-변환기는 적절하게 선택될 수 있는 수의 밸브를 가진 하프 브리지로 구현
될 수 있다. 상기 밸브 또는 스위치는, 필요한 트리거링 신호를 전송하는 제어 또는 조절 장치를 통해 트리거
링된다. 자동차 전기 시스템에서 제어 또는 조절 장치로는 전압 조정기 또는 전기 시스템 제어 장치 또는 그
외의 제어 장치가 사용될 수 있다.
다상 작동을 위한 병렬 권선 브랜치<31>
단상의 변압기의 경우 및 3 상 기계의 경우에 권선은 병렬 접속된 다양한 권선 브랜치로 구성될 수 있다. 기본<32>
적으로, 예를 들어 3 상 기계의 경우에 개별 권선 브랜치의 병렬 접속이 상기 기계에서 끊어질 수 있으며, 연결
부는 별도로 인버터로 안내될 수 있다. 회로예는 도 1 에 도시된다.
상기 회로예에서, 상 권선(11, 12, 13)을 가진 3 상 발전기(10)가 전기 에너지를 공급한다. 상기 상 권선들은<33>
각각 병렬 접속된 네 개의 권선 브랜치(14 내지 17, 18 내지 21, 22 내지 25)로 분할된다. 상기 상 권선들(11,
12, 13)은, 각각 네 개의 로우-사이드-스위치(29 내지 40)와 네 개의 하이-사이드-스위치(41 내지 52)를 포함하
는 하프 브리지(26, 27, 28)에 할당된다. 각각의 하프 브리지(26, 27, 28)에 대해 평행하게 중간 회로 커패시
터 또는 중간 회로 커패시턴스(53, 54, 55)가 위치한다.
상기 병렬 권선 브랜치는 인버터의 각각의 하프 브리지의 병렬 브랜치에 분리되어 접속될 수 있다. 따라서 3<34>
상의 기계는 다상의 장치가 된다. 상기 하프 브리지의 병렬 (출력부쪽 또는 기계쪽에서 더 이상 접속되지
않는) 브랜치가 오프셋 방식으로 트리거링되면, 중간 회로 커패시터의 부하는 현저히 감소된다. 상기 회로는
인버터와 기계 사이에 다수의 접속선이 필요하다는 단점을 가진다.
그러나 개별 하프 브리지들이 완전한 모듈로서 구성되고 기계에 직접 통합될 때, 상기 회로는 유리하게 사용될<35>
수 있다. 이때 상기 하프 브리지 모듈은 기계 원주에 걸쳐서 배분되어 배열될 수 있다.
물론 다상의 성형 결선(star connection) 대신에 3 각 결선도 가능하다. 다상 장치의 경우, 상기 3 각 결선은<36>
직류 발전기에 있는 것과 같은 링 결선으로 전환된다. 상기 3 각 결선은 여기서 12 상으로 도시되나, 또 다른
수의 상도 가능하며, 특히 홀수의 상도 고려될 수 있다. 도 2 및 도 3 에 두 개의 회로예가 도시된다. 밸브
또는 스위치(32, 44) 및 중간 회로 용량(53a)을 구비한 하나의 권선 브랜치(14)에만 예시적으로 도면 부호가 제
공된다. 상기 스위치는 제어 또는 조절 장치(75)에 의해 트리거링된다. 도 2에는 스위치(32, 44)에 대한 제어
또는 조절 장치(75)와 밸브 사이의 접속이 예시적으로 도시되고, 상기 접속은 물론 나머지 스위치에서도 나타난
다. 작동시 발전기(10)에 의해 공급된 전압은 U 로 도시된다.
도시된 다상의 장치 대신에, 분리된 다수의 성형 또는 3 각형으로 형성된 권선 접속을 선택할 수도 있다. 이때<37>
다상의 장치를 구현하기 위해서, 다극의 기계에 각각의 극쌍에 대해 분리된 권선을 제공하고, 상기 권선을 별도
로 인버터 브랜치에 접속하는 것도 가능하다.
하프 브리지 내부에서의 병렬 작동<38>
외부 인버터의 경우, 병렬 권선 스트랜드에서의 권선의 분할은, 인버터와 기계 사이에 많은 수의 연결선을 포함<39>
하는 단점을 가지기 때문에, 상기 병렬 권선 스트랜드(winding strand)는 다시 상호 접속되어야 하고, 하프 브
리지 내부의 회로는 오프셋 클록킹 타이밍을 가능하게 한다.
하프 브리지 내부의 병렬 밸브의 오프셋 트리거링을 이용한 동일한 방법은, 출력부쪽의 부분 브랜치가 하나의<40>
상으로 상호 접속될 때 실시될 수 있다. 그러나 이를 위해서는 부분 브랜치가 합쳐지는 상기 노드점 앞에, 각
각 작은 인덕턴스가 필요하며, 상기 인덕턴스는 하프 브리지의 내부에서 핫 브랜치를 방지한다.
도 4는 오프셋 트리거링 방식 인버터용 하프 브리지의 모듈을 도시하고, 예컨대 여기서는 네 개의 병렬 밸브 또<41>
는 스위치(29, 30, 31, 32 및 41, 42, 43, 44)가 예시로 도시된다. 물론 또 다른 수의 병렬 밸브 또는 다른
수의 병렬 부분 브랜치도 가능하다. 부가적으로 인버터의 작동을 위해 필요한 분리 인덕턴스(56, 57, 58, 59)
가 제공된다.
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도 5 는 자동차의 발전기 또는 스타터/발전기와 같은 3 상 발전기를 위한 완전한 3 상 인버터를 도시하며, 상기<42>
인버터는 오프셋 트리거링을 위해서 3 개의 동일한 하프 브리지를 포함한다. 상기 하프 브리지 각각에는 인덕
턴스(56 내지 67)가 할당된다. 도 5 에 도시된 인버터 장치의 설명은 도 1 내지 도 4에 대한 설명에 상응한다.
스위치 또는 밸브를 트리거링하기 위해서, 스위치 또는 밸브(33)와 제어 및 조절 장치(75) 사이의 접속이 예시
적으로 제시된다.
변압기(DC/DC-변환기)의 실시예는 도 6 에 도시된다. 트리거링 가능한 스위치(29 내지 32, 41 내지 44) 및 분<43>
리 인덕턴스(56 내지 59)를 구비한 하프 브리지는 순수한 DC/DC-변환기로서 사용될 수 있다. 이를 위해, 상기
브리지 모듈은 출력부쪽에 있는 커패시터(68)에 의해서만 확장된다. DC-DC-변환기를 위해 필요한 인덕턴스는
이미 분리 인덕턴스(56 내지 58)에 의해 주어진다.
오프셋 클록킹의 원리<44>
브리지 브랜치 내부의 병렬 트랜지스터의 오프셋 클록킹은 할당된 중간 회로 커패시터의 현저하게 작은 부하를<45>
야기한다. 이하에서, 이를 실시예에 기초하여 j설명한다. 기본적으로 우선 출력부에 큰 인덕턴스가 전제됨으
로써, 전류는 일정한 것으로 고찰될 수 있다. 또한 단 하나의 하프 브리지의 중간 회로 전류가 고찰된다. 완
전한 인버터 브리지의 경우 중간 회로 전류에서 고조파 성분이 적어도 부분적으로 제거되므로, 바람직한 특성이
얻어진다.
나머지 고찰에서는 네 개의 병렬 스위치(k = 4)가 예시적으로 전제된다. 하프 브리지의 내부에서 오프셋 클록<46>
킹의 경우, 듀티 사이클 v = 0 과 1 이외에도 세 개의 다른 듀티 사이클이 존재하고, 상기 듀티 사이클에서는
도 1, 도 4 또는 도 5 에 따른 중간 회로 커패시터(53, 54, 55)가 적어도 이론적으로 부하를 받지 않는다. 이
는 듀티 사이클 v = 2/8; 4/8 및 6/8 에 대해서도 유효하다. 부하가 없는 듀티 사이클의 수는 원칙적으로 병렬
스위치 k 에 1 을 더한(k 1) 수와 동일하다.
중간 회로 커패시터(들)가 이론적으로 부하를 받지 않는 듀티 사이클은 일반적으로 v = g/k 의 경우이다. 상<47>
기 식에서 g 는 0 과 k 사이의 정수 (g = 0; 1; 2; ..., k)이다. 커패시터(들)의 최대 부하가 발생하는 듀티
사이클은, v = (g'-1)/2k 인 부하 없는 듀티 사이클들 사이에 위치한다. 이때 g' = 1; 2; ..., k; 즉, 0은 아
니다.
도 7에는 다양한 듀티 사이클에 대한 소위 중간 회로 전류가 도시되는 데, 상기 전류는 중간 회로 커패시터로부<48>
터 공급되어야 한다. 우선 듀티 사이클 v = 1/4, 1/2 및 3/4 이 도시된다. 상기의 세 개의 듀티 사이클일 경
우, 오프셋 클록킹시에 적어도 이론적으로는 해당 중간 회로 커패시터에 부하가 생기지 않는다. 다른 실시예로
서 듀티 사이클 v = 5/8 이 도시된다. 상기 듀티 사이클일 경우, 오프셋 클록킹 시에 중간 회로 커패시터에는
최대 부하가 생긴다.
스위치 또는 밸브가 동시에 트리거링될 경우 및 스위치 또는 밸브가 오프셋 트리거링될 경우에 서로 다른 커패<49>
시터 부하는 하기의 표 1에 나타난다.
표 1
<50> 동시 스위칭시
중간 회로 전류
오프셋 스위칭시
중간 회로 전류
바람직하지 않은
듀티 사이클
v=1/2 v=5/4
주파수 클록 주파수
fPWN
4 fPWM = kfPWM
전류 점프 상전류
IStrand
1/4 IStrand = IStrand/k
유효 커패시터 전류 1/2 IStrand 1/8 IStrand = IStrand/2k
동일한 전압 편이에 대한 필
요한 용량
C
C/16 = C/k
2
상기의 트리거링 방법에 의해 종래의 필요한 전해질 커패시터의 크기가 감소될 수 있다. 4 개의 병렬 브랜치일<51>
경우, 중간 회로 용량은 다음 수학식 2와 같다:
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수학식 2
<52>
부가적으로, 전해질 커패시터보다 더 큰 전류 운반 능력을 가진 다른 커패시터 원리로 전환되면, 대부분 상기<53>
용량은 또 한번 감소될 수 있다. 전해질 커패시터의 경우, 대개 전류 부하는 상기 값에 결정적이며, 이 이유는
상기 값이 제한 값이기 때문이다. 따라서 필요한 전압 변동을 위해 필요한 용량보다 사용된 용량이 대개 더 크
다.
또한 큰 주파수(k fPWM)의 경우에 쉽게 필터링되는 더 큰 전압 리플(전압 변동)이 허용될 수 있고, 이는 중간 회<54>
로 커패시턴스를 더 감소시킨다.
필요한 인덕턴스<55>
병렬 스위치의 오프셋 트리거링의 기능을 위해 부가적으로 인덕턴스(56 내지 67)가 필요하다. 상기 인덕턴스는<56>
도 4, 도 5 및 도 6 에 도시된 바와 같이 각 부분 브리지 브랜치의 출력부에 위치한다. 근사적으로, 우선 출력
노드의 전압이 클록된 전압의 일정한 평균값에 위치하는 것이 가정될 수 있다( =v·Uz). 이로써 하기의 수
학식 3 의 인덕턴스에 대한 전압이 생긴다.
수학식 3
<57>
옴 저항이 무시된 경우에 UL 에 대한 적분은 0이어야 한다( ). 허용 전류 변동 I의 경우에 필<58>
요한 인덕턴스는 수학식 4와 같다.
수학식 4
<59>
이때 듀티 사이클 ν = 0.5 일 때에 최악의 경우가 발생한다. 출력 인덕턴스는 동시에 출력 필터이기 때문에,<60>
출력 전압의 사면 경사도(slope steepness)는 완화된다. 인버터의 상 출력부에 있는 추가 용량에 의해, 상기
필터링 작용은 더 개선될 수 있다. 부가적으로, 스위칭 소자로부터 접합점까지의 라인 인덕턴스도 여기에 사용
될 수 있다.
또한 하프 브리지의 출력부에 있는 인덕턴스에 대해서는 조합형 초크가 고려될 수 있다. 초크는 도 8 에 따른<61>
종방향 초크 또는 도 9 에 따른 횡방향 초크의 형태로 구성된다.
종방향 초크(69 내지 72)를 가진 회로의 경우에 기능성은 기본적으로 주어진다. 이때 각각 중심 탭(central<62>
tap)을 포함하는 예컨대 모든 코일은 하나의 공동 코어에 장착된다. 그러나, 상기 초크의 양 권선 사이의 누설
이 문제가 될 수 있다. 또한 상기 초크는 스위치 또는 밸브의 트랜지스터들 사이에 있는 브랜치에서 낮은 인덕
턴스로 구성된다. 상기 밸브에 대해서는 통상적인 방전 회로(discharge circuit)가 사용될 수도 있다.
각각 두 개의 밸브 브랜치 사이에, 결합된 초크가 삽입되면, 횡방향 초크(73, 74)를 가진 구성이 생긴다. 이때<63>
횡방향 초크는 양 브랜치에 대한 기능을 수행한다. 따라서 종방향 초크를 이용한 해결책에 비해 절반의 초크
개수가 필요하다. 따라서 각각의 초크는 양 브랜치의 차이 전류에 대해서만 설계될 수 있다. 상기 양 브랜치
의 평균 출력 전류는 초크 유동 상태에서 상쇄된다. 상기 변형예는 상기 양 브랜치 사이에 초크가 위치하고 상
기 브랜치 각각이 TPWM/2 만큼 서로 오프셋될 때 특히 유리하다.
상기 인버터의 스위칭 소자는 내부의 전류 리플, 즉 전류 변동을 나타내기 때문에, 통전 손실 및 스위칭 손실은<64>
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상응하게 커진다. 전류 리플은 순시 부하 전류와는 무관하다. 상기 전류 리플은 주로 듀티 사이클(ν)에 의해
서만 결정된다.
수학식 5
<65>
따라서 전류 리플은 기계의 부분 부하 영역과 공회전시에 완전한 크기로 발생한다. 전류 리플에 의한 부가적<66>
인버터 손실은 마찬가지로 부분 부하 영역에서 발생한다. 이 때문에 부분 부하 영역에서 개선을 수행하는 조치
도 제시된다.
부분 부하 영역에서의 개선<67>
발생한 손실에 관해서는, 공회전시 및 낮은 부분 부하 영역에서 동시에 스위칭 인버터가 다른 해결책보다 더 유<68>
용하다. 부분 부하 영역에서는, 동시 스위칭된 인버터가 적은 용량으로도 작동될 수 있다. 따라서 오프셋 스
위칭 인버터의 경우에 트리거링 밸브의 오프셋이 부하 전류에 의해 변경될 때, 전체 장치의 부분 부하 효율은
더 개선된다. 이는 공회전시에 인버터는 동시 스위칭 인버터로서 작동되고, 전 부하 영역에서는 제어 펄스가
TPWM/k 만큼 시간적으로 오프셋되는 오프셋 스위칭 인버터로서 작동되는 것을 의미한다. 이는 개별 스위치 또는
밸브에 대한 트리거링 펄스의 대칭적 분배에 상응한다.
이미 언급한, 결합된 초크의 사용 가능성은 도 10 내지 도 12 에 도시된 장치에 의해 달성될 수 있다. 도 13<69>
내지 도 15 에는 인버터의 다양한 부분 브랜치를 분리하기에 적합한 구성 및 권선 배치가 도시된다. 또한 3 각
결선된 클로 폴형 발전기용 기계 권선이 도시되고, 상기 권선은 2 개의 병렬 부분 브랜치를 분리하기도 적합하
다. 상기 권선은 두 개의 권선 와이어를 가진 요즘의 발전기에 통합될 수 있기 때문에 특히 유용하다.
결합되거나 보상된 초크<70>
부분 브랜치가 서로 분리되기 위해서는 하프 브리지의 부분 브랜치들 사이에 인덕턴스만이 필요하고 또한 상기<71>
하프 브리지의 부하 전류는 부가 인덕턴스를 필요로 하지 않으므로, 초크 크기는 결합된 인덕턴스에 의해 감소
될 수 있다. 결합된 초크는, 상기 부분 브랜치의 부하 전류가 서로 보상되어 초크의 자기적 부하를 야기하지
않도록 설계되어야 한다. 상기 개별 부분 브랜치들 사이의 차이 전류만이(전류 리플) 자계를 발생시킨다. 초
크 코어는 단지 차이 전류의 자계만을 유도해야 하며, 이로써 훨씬 더 작게 설계될 수 있다. 그러나 권선은 전
체 전류를 운반하며 그에 맞게 설계되어야 한다.
결합된 초크를 구현하기 위해서는 도 10 에 도시된 다양한 가능성들이 있다. 결합된 초크에 대한 다양한 원리<72>
는 하기에 제시된다. 여기서는 예시적으로 오프셋된 네 개의 스위치가 전제된다. 그러나 상기 회로 원리는 다
른 스위치 수에도 적용된다.
A : 간단하게 결합된 초크<73>
결합된 초크(75 내지 91)는 도 10 에 도시된 바와 같이 개별적으로 구성될 수 있다(밸브 또는 스위치는 도 10,<74>
11, 12 에서 도면 부호 없이 각각 원으로 도시된다). 왼쪽 구성에서 합(sum) 전류 또는 부하 전류는 총 4개의
초크(75 내지 83)를 통해서 안내된다. k = 4 일 경우 입력부쪽에 4( = k)의 권취수가 필요하다. 도 10b 에 따
른 오른쪽의 구성에서는 각각 2 개의 브랜치가 서로 접속된다.
도 10에 따라, 각각 두 개의 초크가 하나의 코어에 통합될 수 있다. 다양한 가능성은 도 12 에 도시된다. 초<75>
크들(92 내지 95)은 제 1 초크를 형성하고, 초크들(96 내지 99)는 제 2 초크를 형성하며, 초크들(100 내지 10
3)은 제 3 초크를 형성한다. 결합된 초크는 하나의 코어 둘레에 두 개의 권선을 포함한다. 이때 상기 양 권선
은, 상기 권선의 권취 방향이 입력부쪽과 출력부쪽 간에 반대되도록 접속된다. k = 2 일 경우, 결합된 초크는
양 인버터 부분 브랜치 사이에 삽입될 수 있다(도 11).
k > 2 일 경우, 결합된 초크는 나란한 형태로는 사용될 수 없다. 두 개의 결합된 초크가 사용되면, 하나의 초<76>
크의 양 연결부가 동일한 전위에 놓이는 스위칭 상태, 핫 브랜치가 생긴다. 그것의 누설 인덕턴스(leakage
inductance)만이 작용을 한다.
병렬 브랜치가 2개보다 많을 경우, 각각 두 개의 브랜치가 결합된 하나의 초크와 함께 통합될 수 있다. 초크<77>
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출력부들은 결합된 다른 하나의 초크에 의해 분리되어야 한다. 이로써 k = 4 일 경우, 세 개의 결합된 초크가
필요하다.
B: 보상된 초크<78>
k > 2(예컨대 k = 4)일 경우에 구성이 동일한 결합된 초크를 사용할 수 있기 위해서, 다른 회로 장치가 사용된<79>
다. 이를 위해, 코어 위에 k 개의 권선을 가진 초크(104 내지 109)가 필요하다. 이로써 홀수의 스위치 개수도
간단하게 구현될 수 있다. 각각 k 개의 코일을 가진 k - 1 개의 초크가 필요하다. 보상된 초크에 대한 실시예
는 도 12 에 도시된다.
C: 다상 초크<80>
보상된 초크의 원리는 이상의 병렬 부분 브랜치가 2개 이상일 때 하나의 코어에 통합될 수 있다. 이를 위해 k<81>
개의 레그를 가진 초크가 필요하다. 상기 각각의 레그에는 부분 브랜치의 초크 코일이 배치된다. 다상 초크를
구성하기 위해서는 다양한 구성이 제공된다. 여기서는 네 개의 브랜치가 예시적으로 전제된다. 초크는 여기서
권선(105 내지 116)으로서 각각 하나의 코어 또는 공동의 코어 상에 도시된다. 다양한 구성은 도 13 에 나타난
다.
병렬 구성<82>
모든 브랜치에서 직류(제로-시퀀스 시스템 zero-sequence system)가 흐름을 야기해서는 안되는 조건은 컬럼 트<83>
랜스포머(column transformer)에 의해 충족된다. 상기 제로 시퀀스 시스템을 억압하기 위한 원리는 3 상 기술
로부터 알려져 있다.
모든 변압기 레그에 있는 동일한 기자력(magnetomotive force)가 상부 요크와 하부 요크 사이에서 자기 전압을<84>
야기하기는 하지만, 여기서는 자기적으로 유도되는 자로 (magnetically conductive flux path)가 사용되지 않는
다. 단지 요크로부터 요크로 공기 공간을 통한 누설 흐름만이 형성될 수 있다.
원형 구성<85>
개별 컬럼들이 평면에 나란히 배열되지 않고 원형으로 배열될 때, 중량이 추가로 감소될 수 있다. 요크는 폐쇄<86>
된 링으로서 형성될 수 있고 단지 절반의 횡단면만을 필요로 한다.
성형(star-shaped) 구성<87>
네 개의 컬럼이 성형으로 배열될 때 초크의 구조적 구성에 대한 다른 가능성이 생긴다. 내부의 요크는 줄어든<88>
다. 상기 초크는, 모든 초크 코일이 다시 평면에 위치하는 장점을 제공한다. 그러나 동시에 외부 백 아이언
(back iron)은 상대적으로 길다. 성형 구성은 멀티- 홀 코어에서도 구현될 수 있다. 이때 1 또는 2 개의 권취
수가 적합하며, 이로써 매우 간단한 구성이 구현될 수 있다. 도 13d 는 권선(116 내지 119)을 가진 가능한 실
시예를 도시한다.
분리된 기계 권선<89>
도 14 및 도 15에는 분리된 권선을 위한 두 개의 실시예가 도시된다. 도 14 에는 병렬 와이어(120, 121)가 있<90>
다. 기계 권선이 병렬 권선 브랜치로 구성될 때 출력 인덕턴스는 생략될 수 있다. 상기 권선이 상호 접속되지
않으면, 권선 단부는 인버터 브리지의 부분 브랜치에 직접 접속될 수 있다. 클로 폴형 기계일 경우, 고정자 권
선은 2 개의 병렬로 감긴 와이어로 제조된다. 상기 권선은 우선 정류기 기판에서 3 각 결선을 형성하기 위해
병렬 와이어와 연결된다. 상기 권선은 파형 권선으로서 구현된다. 이를 위해 성형 권선은 2 개의 병렬 와이어
로 감기며 스트랜드에 대한 이하의 권선 패턴이 형성된다.
반경 r, 중점 간격 d 및 길이 l을 가진 2 개의 병렬 라운드 와이어의 인덕턴스는 하기 수학식에 따라 계산된다:<91>
수학식 6
<92>
상기 식에서, 괄호안의 제 1 값(상수 = 1/4)은 라인의 내부 인덕턴스를 나타내고 제 2 값은 외부 인덕턴스를 나<93>
타낸다. 상기 와이어가 완전하게 평행하게 연장하지 않기 때문에, 실제적으로는 이론보다 약간 더 큰 값이 생
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긴다.
도 15에 따른 실시예에서는 권선이 변형된다. 이때 요즘 일반적인 와이어의 평행 안내는 포기되고, 2 개의 성<94>
형 권선으로 대체되므로, 양 와이어(122, 123)의 권선 헤드는 분리될 수 있다.
산업상 이용 가능성
이로써 두 개의 와이어 사이의 인덕턴스가 권선 헤드 누설의 2 배만큼 상승된다. 따라서 작용하는 인덕턴스는<95>
병렬 와이어와 비교하여 수배 상승될 수 있다. 이로써 상기와 같은 권선은, 두 개의 병렬 브랜치를 가진 오프
셋 클록킹에 적합하다. 따라서 증가된 브랜치수는 가능하지 않지만, 이는 인버터에서 부가적 초크에 의해 가능
하게 될 수 있다.
도면의 간단한 설명
본 발명의 실시예는 도면에 도시되어 있으며 하기의 상세한 설명에서 더 자세히 설명된다. <11>
도 1 은 각 상마다 예컨대 4 개의 병렬 브랜치를 구비한 3 상 기계를 도시한 도면.<12>
도 2 는 인버터의 하프 브리지 모듈이 기계 원주에 걸쳐 분포되어 배치된 회로 구성을 도시한 도면.<13>
도 3 은 3 상 기계의 다른 실시예를 도시한 도면.<14>
도 4 는 오프셋 트리거링을 위한 하프 브리지의 모듈을 도시한 도면.<15>
도 5 는 오프셋 트리거링을 위해서 세 개의 동일한 하프 브리지로 구성된, 완전한 3 상 인버터를 도시한 도면.<16>
도 6 은상이한 전압 레벨을 가진 직류 변압기(DC/DC-변환기)에 대한 본 발명의 실시예를 도시한 도면. <17>
도 7 은 다양한 듀티 사이클에 대한 중간 회로 전류의 관계를 도시한 도면.<18>
도 8 은 종방향 초크를 가진 브리지 모듈을 도시한 도면.<19>
도 9 는 정류기 브리지에 대한 횡방향 초크를 가진 브리지 모듈을 도시한 도면.<20>
도 10, 11, 12 및 13 은 다양한 초크 장치를 도시한 도면.<21>
도 14, 15 는 분리된 기계 권선에 대한 실시예를 도시한 도면. <22>
도면
도면1
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도면2
도면3
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도면4
도면5
도면6
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도면7
도면8
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도면9
도면10a
도면10b
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도면11
도면12
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도면13a
도면13b
도면13c
도면13d
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도면14
도면15
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