아날로그 전류 출력 회로(ANALOG CURRENT OUTPUT CIRCUIT)

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아날로그 전류 출력 회로(ANALOG CURRENT OUTPUT CIRCUIT)

갈때까지가는거야 2018. 2. 26. 10:16

(19) 대한민국특허청(KR)
(12) 등록특허공보(B1)
(45) 공고일자 2013년09월11일
(11) 등록번호 10-1307000
(24) 등록일자 2013년09월04일
(51) 국제특허분류(Int. Cl.)
G05F 1/56 (2006.01) H02M 3/00 (2006.01)
(21) 출원번호 10-2011-7013297
(22) 출원일자(국제) 2008년12월26일
심사청구일자 2011년06월14일
(85) 번역문제출일자 2011년06월10일
(65) 공개번호 10-2011-0082629
(43) 공개일자 2011년07월19일
(86) 국제출원번호 PCT/JP2008/073836
(87) 국제공개번호 WO 2010/073401
국제공개일자 2010년07월01일
(56) 선행기술조사문헌
JP11041825 A
JP2002320380 A
(73) 특허권자
미쓰비시덴키 가부시키가이샤
일본국 도쿄도 지요다쿠 마루노우치 2쵸메 7반 3
고
(72) 발명자
사이토 세이이치
일본국 도쿄도 지요다쿠 마루노우치 2쵸메 7반 3
고 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 내
노모토 히로카즈
일본국 도쿄도 지요다쿠 마루노우치 2쵸메 7반 3
고 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 내
아케보시 요시히로
일본국 도쿄도 지요다쿠 마루노우치 2쵸메 7반 3
고 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 내
(74) 대리인
특허법인태평양
전체 청구항 수 : 총 12 항 심사관 : 조성철
(54) 발명의 명칭 아날로그 전류 출력 회로
(57) 요 약
접속되는 부하의 저항값이 작은 경우의 전력 손실의 저감과, 접속되는 부하의 저항값이 큰 경우의 고속 응답성의
확보를 실현할 수 있는 아날로그 전류 출력 회로를 얻는 것을 목적으로 하고, 내부 제어 전압 Va의 상승 개시 위
치와 기울기는, 접속되는 부하(3)의 저항값이 사양 범위의 중앙 부근의 저항값인 경우에 얻을 수 있는 부하단 전
압 Vb와 아날로그 출력 전류의 최대값에서 교차하도록 설정하고, 스위치(8)가 비교기(11)에서의 비교 결과에 따
라서, 내부 제어 전압 Va가 부하단 전압 Vb보다도 작을 때는 DC／DC 변환기(1)에 높은 기준 전압 H를 입력시켜
높은 전원 전압 VccH를 출력 트랜지스터(2)에 출력시키고, 내부 제어 전압 Va가 부하단 전압 Vb보다도 클 때는
DC／DC 변환기(1)에 낮은 기준 전압 L를 입력시켜 출력 트랜지스터(2)에 낮은 전원 전압 VccL를 출력시킨다.
대 표 도 - 도1
등록특허 10-1307000
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특허청구의 범위
청구항 1
전원과 그라운드의 사이에 출력 트랜지스터와 부하를 직렬로 배치하고, 상기 부하에 인가되는 아날로그 출력 전
류가 출력 지령 전류와 일치하도록 상기 출력 트랜지스터의 통과 전류를 제어하는 아날로그 전류 출력 회로에
있어서,
상기 전원의 전압은 전원 전압 절환 회로가 절환한 제1 전원 전압과 이 제1 전원 전압보다도 낮은 제2 전원 전
압 중 어느 하나의 전압이고,
상기 전원 전압 절환 회로는 내부 제어 전압과 부하단 전압을 비교하는 비교기의 비교 결과에 따라서, 상기 내
부 제어 전압이 상기 부하단 전압보다도 작을 때는 상기 제1 전원 전압을 선택하고, 상기 내부 제어 전압이 상
기 부하단 전압보다도 클 때는 상기 제2 전원 전압을 선택하도록 구성되고,
상기 내부 제어 전압은 아날로그 출력 전류 0에서부터 소정 아날로그 출력 전류값까지가 0V이고, 이 소정 아날
로그 출력 전류값부터 아날로그 출력 전류의 최대값까지는 전류에 비례한 우상향의 전압 궤적을 나타내고, 또한
상기 내부 제어 전압의 전압 궤적의 기울기는 접속되는 상기 부하 저항값이 사양 범위의 최소 저항값인 경우의
아날로그 출력 전류값에 대한 전압 궤적의 기울기보다도 크고, 최대 저항값인 경우의 아날로그 출력 전류값에
대한 전압 궤적의 기울기보다도 작은 것을 특징으로 하는 아날로그 전류 출력 회로.
청구항 2
청구항 1에 있어서, 상기 내부 제어 전압은
추가로 아날로그 출력 전류의 최대값에서, 접속되는 상기 부하 저항값이 사양 범위의 중앙 저항값인 경우의 부
하단 전압과 교차하도록 내부 제어 전압 생성 회로에 의해 생성되는 것을 특징으로 하는 아날로그 전류 출력 회
로.
청구항 3
청구항 1에 있어서, 상기 내부 제어 전압 생성 회로는
상기 출력 지령 전류에 대응한 전압을 분압하는 분압 회로와,
상기 분압 회로로부터 출력되는 분압 전압에 일정한 전압 시프터를 실행하여 상기 내부 제어 전압을 출력하는
전압 시프터를 구비하는 것을 특징으로 하는 아날로그 전류 출력 회로.
청구항 4
청구항 1에 있어서, 상기 내부 제어 전압 생성 회로는
상기 출력 지령 전류에 대응한 전압을 분압하는 분압 회로와,
상기 분압 회로로부터 출력되는 분압 전압을 아날로그 출력 전류 0에서부터 소정 아날로그 전류값에 이를 때까
지의 기간 동안만 0V로 유지하는데 필요한 역극성(逆極性)의 전압을 출력하는 전압원을 구비하고,
상기 분압 전압과 상기 전압원의 출력 전압을 가산한 전압이 상기 내부 제어 전압으로서 출력되는 것을 특징으
로 하는 아날로그 전류 출력 회로.
청구항 5
청구항 1에 있어서, 상기 전원은 공급되는 제1 기준 전압 및 이 제1 기준 전압보다도 낮은 제2 기준 전압 중 어
느 하나에 기초하여, 대응하는 상기 제1 전원 전압과 상기 제2 전원 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC／DC 변
환기이고,
상기 전원 전압 절환 회로는
상기 제1 기준 전압을 출력하는 제1 기준 전압원과,
등록특허 10-1307000
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상기 제2 기준 전압을 출력하는 제2 기준 전압원과,
상기 비교기에서의 비교 결과에 따라서, 상기 내부 제어 전압이 상기 부하단 전압보다도 작을 때는 상기 제1 기
준 전압을 상기 DC／DC 변환기에 공급하고, 상기 내부 제어 전압이 상기 부하단 전압보다도 클 때는 상기 제2
기준 전압을 상기 DC／DC 변환기에 공급하는 절환 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 아날로그 전류 출력 회
로.
청구항 6
청구항 1에 있어서, 상기 전원은 공급되는 제1 기준 전압 및 이 제1 기준 전압보다도 낮은 제2 기준 전압 중 어
느 하나에 기초하여, 대응하는 상기 제1 전원 전압과 상기 제2 전원 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC／DC 변
환기이고,
상기 전원 전압 절환 회로는,
상기 제1 기준 전압을 출력하는 제1 제너 다이오드로서, 캐소드 단자가 소정 전압의 전원과 상기 DC／DC 변환기
에 접속되고, 애노드 단자가 그라운드에 접속되는 제1 제너 다이오드와,
상기 제2 기준 전압을 출력하는 제2 제너 다이오드로서, 캐소드 단자가 상기 소정 전압의 전원과 상기 DC／DC
변환기에 접속되는 제2 제너 다이오드와,
상기 비교기에서의 비교 결과, 상기 내부 제어 전압이 상기 부하단 전압보다도 작을 때는 상기 제2 제너 다이오
드의 애노드 단자와 그라운드 간의 접속을 차단하고, 상기 내부 제어 전압이 상기 부하단 전압보다도 클 때는
상기 제2 제너 다이오드의 애노드 단자와 그라운드 간을 접속시키는 절환 회로를 구비한 것을 특징으로 하는 아
날로그 전류 출력 회로.
청구항 7
청구항 1에 있어서, 상기 전원은 내장하는 기준 전압원의 전압에 기초하여 상기 제2 전원 전압을 생성함과 아울
러, 외부로부터 다른 기준 전압이 입력되었을 때, 이 다른 기준 전압을 상기 내장하는 기준 전압원의 전압에 가
산하여 상기 제1 전원 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC／DC 변환기이고,
상기 전원 전압 절환 회로는
상기 다른 기준 전압을 출력하는 기준 전압원과,
상기 비교기에서의 비교 결과에 따라서, 상기 내부 제어 전압이 상기 부하단 전압보다도 작을 때는 상기 기준
전압원을 상기 DC／DC 변환기에 접속하고, 상기 내부 제어 전압이 상기 부하단 전압보다도 클 때는 상기 기준
전압원과 상기 DC／DC 변환기의 접속을 절리(切離)시키는 절환 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 아날로그
전류 출력 회로.
청구항 8
청구항 1에 있어서, 상기 전원은 내장하는 기준 전압원의 전압에 기초하여 상기 제1 전원 전압을 생성하는 스위
칭 방식의 제1 DC／DC 변환기와, 내장하는 기준 전압원의 전압에 기초하여 상기 제2 전원 전압을 생성하는 스위
칭 방식의 제2 DC／DC 변환기로 구성되고,
상기 전원 전압 절환 회로는 상기 비교기에서의 비교 결과에 따라서, 상기 내부 제어 전압이 상기 부하단 전압
보다도 작을 때는 상기 제1 DC／DC 변환기의 출력 전압을 상기 출력 트랜지스터에 공급하고, 상기 내부 제어 전
압이 상기 부하단 전압보다도 클 때는 상기 제2 DC／DC 변환기의 출력 전압을 상기 출력 트랜지스터에 공급하는
절환 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 아날로그 전류 출력 회로.
청구항 9
청구항 1에 있어서, 상기 전원은 상기 제1 전원 전압을 출력하는 전압원과, 내장하는 기준 전압원의 전압에 기
초하여 상기 제2 전원 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC／DC 변환기로 구성되고,
상기 전원 전압 절환 회로는 상기 비교기에서의 비교 결과에 따라서, 상기 내부 제어 전압이 상기 부하단 전압
보다도 작을 때는 상기 전압원의 출력 전압을 상기 출력 트랜지스터에 공급하고, 상기 내부 제어 전압이 상기
부하단 전압보다도 클 때는 상기 DC／DC 변환기의 출력 전압을 상기 출력 트랜지스터에 공급하는 절환 회로를
등록특허 10-1307000
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구비하는 것을 특징으로 하는 아날로그 전류 출력 회로.
청구항 10
청구항 1에 있어서, 상기 출력 트랜지스터의 이미터와 상기 부하의 사이, 또는 상기 부하와 그라운드의 사이에,
아날로그 출력 전류를 검출하는 저항기가 마련되어 있는 것을 특징으로 하는 아날로그 전류 출력 회로.
청구항 11
구동 전압을 생성하여, 접속된 외부 부하에 소망한 아날로그 전류를 공급하는 아날로그 전류 출력 회로로서,
상기 외부 부하의 저항값을 검지하고,
이 검지된 저항값에 기초하여 상기 구동 전압을 복수 전원 전압 중 하나로 절환함으로써, 상기 외부 부하에 소
망한 아날로그 전류를 공급하는 아날로그 전류 출력 회로.
청구항 12
청구항 11에 있어서, 상기 구동 전압은 DC/DC 변환부에 의해 생성되는 것을 특징으로 하는 아날로그 전류 출력
회로.
명 세 서
기 술 분 야
본 발명은 제어 시스템에서의 제어 대상인 부하(예를 들면 전자 밸브나 전류 입력 앰프 등)에 아날로그 전류를[0001]
공급하는 아날로그 전류 출력 회로에 관한 것이다.
배 경 기 술
제어 시스템으로서 예를 들면, PLC(Programmable Logic Controller)를 이용해 구성되는 탱크 내 수위를 제어하[0002]
는 수위 제어 시스템을 예로 들면, 제어 대상인 부하는 물의 유량을 제어하는 전자 밸브이다. 전자 밸브에는 여
러가지 종류가 있지만, 밸브의 개폐를 4 ~ 20mA의 전류로 제어하는 것이 많다. 그리고 전자 밸브에 마련되는 4
~ 20mA의 전류 수신부의 저항값의 사양 범위는, 일반적으로 600Ω이하이다.
부하에 아날로그 전류를 공급하는 아날로그 전류 출력 회로는, 전원과 그라운드 간에 출력 트랜지스터와 부하를[0003]
이 순서로 직렬로 배치하여, 출력 전류 지령값과 일치하는 아날로그 전류가 부하에 흐르도록, 출력 트랜지스터
의 통과 전류를 제어하는 구성이다.
그리고 아날로그 전류 출력 회로에 접속되는 부하가 되는 전자 밸브의 저항값은, 사양 범위(예를 들면 0Ω ~[0004]
600Ω) 내에서 전자 밸브의 종류에 따라 다르므로, 아날로그 전류 출력 회로에 공급하는 전원의 전압은 충분히
높은 전압으로 할 필요가 있다.
이 때문에, 종래에서는, 부하의 저항값이 작고 또한 아날로그 출력 전류가 큰 경우에, 출력 트랜지스터에서의[0005]
전력 손실이 커져서, 그것에 따른 출력 트랜지스터의 내부 발열이 큰 과제가 되고 있다.
상기의 과제에 대해서, 예를 들면 특허 문헌 1에서는, 스위칭 방식의 저손실인 전원을 사용함과 아울러, 그 전[0006]
력 전압을 연속적으로 가변시켜서 출력 트랜지스터에서의 전력 손실을 저감하는 방법이 제안되어 있다. 즉, 특
허 문헌 1에서는 전원에 스위칭 방식의 강압 회로를 이용하여, 강압 회로로부터 출력 트랜지스터의 컬렉터에 공
급되는 전압과 이미터 단자가 접속되는 출력 단자 간의 전위차를 OP 앰프로 검출하고, 그것을 스위칭 방식의 강
압 회로에 Ref전압으로서 주고 있다. 이것 에 의해서, 출력 트랜지스터의 컬렉터·이미터 간 전압 Vce를 항상
＋1V 정도로 일정값으로 유지하여, 출력 트랜지스터의 소비 전력을 삭감하는 기술이 공개 되어 있다.
선행기술문헌
특허문헌
등록특허 10-1307000
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(특허문헌 0001) [특허 문헌 1] 일본국 특개 2000－252754호 공보 [0007]
발명의 내용
해결하려는 과제
그러나 상기한 종래 기술에서는 전원 전압을 연속적으로 변화시킴으로써, 손실을 최대 한도로 줄이도록 고려되[0008]
고 있지만, 부하 저항값이 높은 경우 아날로그 출력 전류값을 급격하게 상승시키기 위해서, 출력 트랜지스터의
컬렉터에 접속되어 있는 스위칭 방식 전원의 전압을 급격하게 상승시키려고 하더라도, 아날로그 출력 전류의 증
가에 대해서 전원 전압의 상승이 추종하지 못하고, 전류 출력의 응답이 늦어진다고 하는 문제가 있다.
본 발명은 상기 문제를 감안하여 이루어진 것으로서, 접속되는 부하의 저항값이 작은 경우의 전력 손실의 저감[0009]
과, 접속되는 부하의 저항값이 큰 경우의 고속 응답성의 확보를 실현할 수 있는 아날로그 전류 출력 회로를 얻
는 것을 목적으로 한다.
과제의 해결 수단
상술한 목적을 달성하기 위해서, 본 발명은 전원과 그라운드의 사이에 출력 트랜지스터와 부하를 직렬로 배치하[0010]
고, 상기 부하로 인가되는 아날로그 출력 전류가 출력 지령 전류와 일치하도록 상기 출력 트랜지스터의 통과 전
류를 제어하는 아날로그 전류 출력 회로에 있어서, 상기 전원의 전압은 전원 전압 절환 회로가 절환한 제1 전원
전압과, 이 제1 전원 전압보다도 낮은 제2 전원 전압 중 어느 하나의 전압이고, 상기 전원 전압 절환 회로는 내
부 제어 전압과 부하단 전압을 비교하는 비교기(comparator)의 비교 결과에 따라서, 상기 내부 제어 전압이 상
기 부하단 전압보다도 작을 때는 상기 제1 전원 전압을 선택하고, 상기 내부 제어 전압이 상기 부하단 전압보다
도 클 때는 상기 제2 전원 전압을 선택하도록 구성되고, 상기 내부 제어 전압은 아날로그 출력 전류 0에서부터
부터 소정 아날로그 출력 전류값까지가 0V이고, 이 소정 아날로그 출력 전류값부터 아날로그 출력 전류의 최대
값까지는 전류에 비례한 우상향의 전압 궤적을 나타내고, 또한 아날로그 출력 전류의 최대값에서, 접속되는 상
기 부하 저항값이 사양 범위의 중앙 부근의 저항값인 경우의 부하단 전압과 교차하도록 내부 제어 전압 생성 회
로에서 생성되는 것을 특징으로 한다.
발명의 효과
본 발명에 의하면, 접속되는 부하의 저항값의 사양 범위의 중앙 부근의 저항값을 기준으로, 아날로그 출력 최대[0011]
전류값일 때의 부하 전압이 내부 제어 전압 생성 회로의 출력 전압과 일치하도록 회로 정수를 조정함으로써, 그
중앙 부근의 저항값보다도 작은 저항값을 가지는 부하에 대해서는, 아날로그 출력 전류가 작은 경우는 높은 전
원 전압을, 아날로그 출력 전류가 큰 경우는 낮은 전원 전압을 출력 트랜지스터에 공급하는 한편, 그 중앙 부근
의 저항값보다 큰 저항값을 가지는 부하에 대해서는 항상 출력 트랜지스터에 높은 전원 전압을 공급하도록 작용
한다. 따라서 접속되는 부하의 저항값이 작은 경우는 출력 트랜지스터로 발생하는 전력 손실을 저감시킬 수 있
고, 또 접속되는 부하의 저항값이 큰 경우는 고속 응답성을 확보할 수 있다고 하는 효과를 갖는다.
도면의 간단한 설명
도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다. [0012]
도 2는 전원 전압의 절환 동작을 설명하는 특성도이다.
도 3은 전원 전압의 절환을 행하지 않는 경우의 전력 손실의 일 특성예를 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명에 의한 전원 전압의 절환을 실행한 경우의 전력 손실의 일 특성예를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시 형태 2에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 6은 본 발명의 실시 형태 3에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 7은 본 발명의 실시 형태 4에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 8은 본 발명의 실시 형태 5에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 9는 본 발명의 실시 형태 6에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다.
등록특허 10-1307000
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도 10은 본 발명의 실시 형태 7에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다.
발명을 실시하기 위한 구체적인 내용
이하에 도면을 참조하여, 본 발명에 관한 아날로그 전류 출력 회로의 바람직한 실시 형태를 자세한 내용에 설명[0013]
한다.
실시 형태 1. [0014]
도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다. 상기한 것처럼,[0015]
출력 트랜지스터에서의 전력 손실이 커지는 것은, 접속되는 부하의 저항값이 작고, 또한 아날로그 출력 전류값
이 클 때이다. 이에, 본 발명에 관한 아날로그 전류 출력 회로는, 그러한 상황에 있어서, 전력 손실을 저감할
수 있고, 또한 접속되는 부하의 저항값이 큰 경우라도 작은 경우라도 아날로그 출력 전류값을 최소에서부터 최
대로 급격하게 변화시켰을 때에 고속으로 응답할 수 있도록 구성하였다.
도 1에 있어서, 당해 아날로그 전류 출력 회로는 전원으로서 스위칭 방식의 DC／DC 변환기(1)를 구비하고 있다.[0016]
DC／DC 변환기(1)의 전압 출력 단자(1a)와 그라운드의 사이에, 출력 트랜지스터(2)와 부하(저항값 RL, 3)와 전
류 검출용 저항기(4)가 이 순서로 직렬로 배치된다.
부하(3)는 부하의 종류에 따라서, RL=0Ω ~ 600Ω 중 어느 하나의 저항값을 가지고 있다. 또한, 부하(3)와 그라[0017]
운드의 사이에 삽입되어 있는 전류 검출용 저항기(4)는 연산 증폭기(이후, 「OP앰프」라고 함, 14)의 한쪽 입력
에도 접속되어, 전류 검출용 저항기(4)에 발생하는 전압이 검출되도록 하고 있지만, 이 전류 검출용 저항기(4)
를 출력 트랜지스터(2)의 이미터와 부하 사이로 삽입 위치를 변경함과 아울러, OP 앰프(14)의 2 입력의 접속을
변경하여 전류 검출기의 양단 전압을 검출하도록 할 수도 있다.
DC／DC 변환기(1)의 전압 출력 단자(1a)와 출력 트랜지스터(2)의 컬렉터의 접속 라인과, 그라운드의 사이에 저[0018]
항기(5, 6)의 직렬 접속에 의한 분압 회로가 마련되고, 저항기(5, 6)의 접속부는 OP 앰프(7)의 한쪽 입력 단자
에 접속되어 있다. OP 앰프(7)의 다른 쪽 입력 단자는 절환 회로로서의 스위치(8)의 출력 단자에 접속되고, OP
앰프(7)의 출력 단자는 DC／DC 변환기(1)의 기준 전압 단자(1b)에 접속되어 있다.
스위치(8)의 한쪽 입력 단자는 제1 기준 전압원(9)의 정(正)극단에 접속되고, 스위치(8)의 다른 쪽 입력 단자는[0019]
제2 기준 전압원(10)의 정극단에 접속되어 있다. 스위치(8)의 절환은 비교기(11)의 출력 상태에 의해서 제어된
다. 제1 기준 전압원(9)의 부(負)극단과 제2 기준 전압원(10)의 부극단은 모두 그라운드에 접속되어 있다. 제1
기준 전압원(9)은 제1 기준 전압 H를 출력한다. 제2 기준 전압원(10)은 제1 기준 전압 H보다도 낮은 제2 기준
전압 L을 출력한다. 또한, 스위치(8)와 제1 기준 전압원(9)과 제2 기준 전압원(10)의 전체는 전원 전압 절환 회
로를 구성하고 있다.
비교기(11)의 한쪽 입력 단자는 출력 트랜지스터(2)의 이미터와 부하(3)의 접속부(부하단)에 접속되고, 비교기[0020]
(11)의 다른 쪽 입력 단자는 전압 시프터(12)의 출력 단자에 접속되어 있다.
외부로부터 전류 출력 지령이 입력되는 DA 변환기(13)의 출력 단자는 OP 앰프(14)의 한쪽 입력 단자에 접속됨과[0021]
아울러, 저항기(15, 16)의 직렬 접속에 의한 분압 회로를 통하여 그라운드에 접속되어 있다. 저항기(15, 16)의
접속부는 전압 시프터(12)의 입력 단자에 접속되어 있다. 또한, 저항기(15, 16)에 의한 분압 회로와 전압 시프
터(12)의 전체는 내부 제어 전압 생성 회로를 구성하고 있다.
OP 앰프(14)의 다른 쪽 입력 단자는, 부하(3)와 전류 검출용 저항기(4)의 접속부에 접속되고, OP 앰프(14)의 출[0022]
력 단자는 저항기(17)를 통하여 출력 트랜지스터(2)의 베이스에 접속되어 있다.
이상의 구성에 있어서, 본 발명에 의한 아날로그 전류 출력 회로는 다음과 같은 동작을 실행한다. 즉, DA 변환[0023]
기(13)는 외부로부터 입력되는 전류 출력 지령의 디지탈값을 출력 지령 아날로그 전압으로 변환하여 출력한다.
OP 앰프(14)는 DA 변환기(13)로부터의 출력 지령 아날로그 전압과, 전류 검출용 저항기(4)에서 검출된, 부하
(3)에 인가된 아날로그 출력 전류에 대응한 출력 전압과의 차분(差分)에 따른 전류를, 저항기(17)를 통하여 출
력 트랜지스터(2)의 베이스에 공급하고, 전류 출력 지령의 지령값에 합치(合致)한 아날로그 전류를 부하(3)에
안정적으로 출력할 수 있도록 출력 트랜지스터(2)의 통과 전류를 제어하고 있다.
이 실시 형태 1에서는, DC／DC 변환기(1)는 외부로부터 기준 전압 단자(1b)에 공급되는 기준 전압의 크기에 따[0024]
라서 제1 전원 전압인 전원 전압 VccH와 이 전원 전압 VccH보다도 낮은 제2 전원 전압인 전원 전압 VccL을 절환
등록특허 10-1307000
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하여 생성할 수 있는 전원이다.
즉, DC／DC 변환기(1)는 스위치(8)가 제1 기준 전압원(9)을 선택했을 때, OP 앰프(7)를 통하여 입력되는 제1 기[0025]
준 전압 H에 기초하여 전원 전압 VccH를 생성하고, 또 스위치(8)가 제2 기준 전압원(10)을 선택했을 때, OP 앰
프(7)를 통하여 입력되는 제2 기준 전압 L에 기초하여 전원 전압 VccL을 생성한다.
그리고 이와 같이 생성한 전원 전압 VccH 또는 전원 전압 VccL이, 분압 회로(저항기(5, 6))와 OP 앰프(7)에 의[0026]
한 귀환 회로의 작용에 의해서 안정적으로, 전압 출력 단자(1a)로부터 출력 트랜지스터(2)의 컬렉터에
공급된다.
비교기(11)는 전압 시프터(12)가 출력하는 내부 제어 전압 Va와, 출력 트랜지스터(2)의 이미터 단자와 부하(3)[0027]
의 접속부(부하단)에 나타나는 부하단 전압 Vb의 대소 관계를 비교하여, Va≤Vb인 경우는 스위치(8)에 제1 기준
전압원(9)을 선택시키고, Va＞Vb인 경우는 스위치(8)에 제2 기준 전압원(10)을 선택시키는 제어 신호를 스위치
(8)에 출력한다.
이것에 의해서, DC／DC 변환기(1)에서는 비교기(11)에서의 비교 결과가 Va≤Vb인 경우는 높은 전원 전압 VccH를[0028]
출력 트랜지스터(2)의 컬렉터에 공급하고, Va＞Vb인 경우는 낮은 전원 전압 VccL을 출력 트랜지스터(2)의 컬렉
터에 공급하도록, 전원 전압의 절환이 실행된다.
여기서, DA 변환기(13)가 출력하는 출력 지령 아날로그 전압은, 전류 출력 지령의 디지탈값을 전압 변환한 것이[0029]
므로, DA 변환기(13)가 출력하는 출력 지령 아날로그 전압을, 저항기(15, 16)에 의한 분압 회로에서 분압한 분
압 전압은, 출력 지령 전류(아날로그 출력 전류)=0을 기점으로 하여, 출력 지령 전류(아날로그 출력 전류)의 증
가에 따라서, 우상향의 직선 궤적의 변화를 나타내는 전압 신호가 된다.
전압 시프터(12)는 분압 회로에서의 분압 전압으로부터 감산함으로써, 부하(3)에 공급되는 아날로그 출력 전류[0030]
가 0에서부터 소정 아날로그 전류값(18, 도 2 참조)에 이를 때까지의 기간은 0V를 계속하여 출력하고, 이 소정
아날로그 전류값(18) 이후는 분압 회로로부터 입력되는 분압 전압을 그대로 출력한다. 이것에 의해서, 전압 시
프터(12)가 출력하는 내부 제어 전압 Va는 출력 전류=0에서부터 소정 아날로그 전류값(18)까지는 0V로, 소정 아
날로그 전류값(18)으로부터는 아날로그 출력 전류에 비례한 우상향의 직선 궤적에 따른 변화를 나타내는 전압
신호가 된다.
한편, 부하단 전압 Vb는 아날로그 출력 전류=0을 기점으로 하여, 아날로그 출력 전류의 증가에 따르고, 그 아날[0031]
로그 출력 전류와 부하 저항의 곱으로 표현되는 우상향의 직선 궤적의 변화를 나타내는 전압 신호이다.
다음으로, 도 2를 참조하여, 전압 시프터(12)와 비교기(11)와 스위치(8)를 포함하는 동작을 구체적으로 설명한[0032]
다.
도 2는 전원 전압의 절환을 설명하는 특성도이다. 도 2에서, 가로축은 아날로그 출력 전류이고, 세로축은 전압[0033]
이다. 도 2에서는, 접속되는 부하(3)의 저항값 RL이 600Ω, 300Ω, 200Ω, 50Ω인 경우에서의 각각의 부하단 전
압 Vb의 우상향의 직선 궤적과 내부 제어 전압 Va의 꺾은 선(折線) 궤적의 일례가 도시되어 있다.
내부 제어 전압 Va가 0V인 아날로그 출력 전류 범위(19)는, 전압 시프터(12)가 분압 전압을 0V로 시프트하는 아[0034]
날로그 출력 전류 범위이다. 내부 제어 전압 Va는 이 시프트하는 아날로그 출력 전류 범위(19)에서부터, 아날로
그 출력 전류의 증가와 함께 우상향의 직선 궤적에 따른 변화를 나타내고 있다. 도 2에서는, 내부 제어 전압 Va
의 우상향의 직선 궤선은, 저항값 RL이 50Ω, 200Ω, 300Ω인 경우의 부하단 전압 Vb의 직선 궤적과 이 순서로
교차하고 있다. 그리고 저항값 RL이 300Ω인 경우의 부하단 전압 Vb의 직선 궤적과는 아날로그 출력 전류의 최
대값에서 교차하고 있다. 저항값 RL가 600Ω인 경우의 부하단 전압 Vb의 직선 궤적과는 교차하고 있지 않다.
이 실시 형태에서는, 내부 제어 전압 Va의 상승 개시 위치와 기울기는, 부하(3)의 저항값 RL이 사양 범위 내의[0035]
중앙 부근의 저항값에 있어서 아날로그 출력 전류의 최대값에서 부하단 전압 Vb와 교차하도록 결정되어 있다.
또한, 이 예에서는, 저항값 RL의 사양 범위는 RL=0Ω ~ RL=600Ω이기 때문에, 최대 아날로그 전류값에서 교차 대
상이 되는 부하단 전압 Vb는 RL=300Ω의 부하(3)를 접속한 경우의 것이다. 그러므로 도 2에서는, 저항값 RL가
300Ω인 경우의 부하단 전압 Vb의 직선 궤적과 내부 제어 전압 Va의 꺾은 선 궤적이, 아날로그 출력 전류의 최
대값에서 교차하고 있는 모습을 나타내고 있다.
비교기(11)는 이와 같은 내부 제어 전압 Va와 부하단 전압 Vb의 대소 관계를 비교하고 있다. 따라서 이 실시 형[0036]
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태에서는, 예를 들면 도 2에 도시된 바와 같은 전원 전압의 절환을 실행한다.
도 2에 있어서 예를 들면, 부하(3)의 저항값 RL이 200Ω인 경우, Va≤Vb인 기간(20)에서는 스위치(8)는 기준 전[0037]
압원(9)을 선택하므로, 높은 전원 전압 VccH가 이용되고, Va＞Vb인 기간(21)에서는 스위치(8)는 기준 전압원
(10)을 선택하므로, 낮은 전원 전압 VccL가 이용된다. 부하(3)의 저항값 RL이 더 작은 50Ω인 경우에도 같은 전
원 전압의 절환이 행해진다. 한편, 부하(3)의 저항값 RL이 600Ω인 경우는, 항상 Va＜Vb여서, 스위치(8)는 기준
전압원(9)을 계속 선택하므로, 전원 전압의 절환은 실행되지 않고, 항상 높은 전원 전압 VccH가 이용된다.
요약하면, 도 2에서는 RL＜300Ω인 경우는, 아날로그 출력 전류가 작을 때는 Va≤Vb가 되어 높은 전원 전압[0038]
VccH가 이용되고, 아날로그 출력 전류가 커지면 Va＞Vb가 되어 낮은 전원 전압 VccL로 절환된다. 한편, RL≥300
Ω인 경우에서는, 아날로그 출력 전류가 작을 때도 클 때도, 항상 Va≤Vb가 되어 높은 전원 전압 VccH가 이용되
는 것이 도시되어 있다.
여기서, 출력 트랜지스터(2)의 컬렉터·이미터간 전압 Vce는 전류 검출용 저항기(4)의 저항값이 작아 무시할 수[0039]
있다고 하면, 전원 전압 Vcc, 아날로그 출력 전류 I0, 부하 저항 RL를 이용하여, Vce=Vcc－I0×RL로 표현할 수
있다. 또, 출력 트랜지스터(2)의 발열량(전력 손실) W는 W=Vce×I0로 표현할 수 있다.
즉, 부하(3)의 저항값 RL가 작을 때는, 전원 전압 Vcc가 높은 전원 전압 VccH여도 낮은 전원 전압 VccL여도, 당[0040]
해 아날로그 전류 출력 회로의 동작에 악영향을 주지 않는다. 그러나 부하 저항 RL이 작고, 또한 아날로그 출력
전류 I0가 큰 경우에는, 컬렉터·이미터간 전압 Vce는 전원 전압 Vcc로서 낮은 전원 전압 VccL를 이용하는 것이
높은 전원 전압 VccH를 이용하는 것보다도 작아진다.
그래서, 이 실시 형태에서는, 도 2에 도시된 바와 같이, RL＜300Ω인 경우, 아날로그 출력 전류가 작을 때는 높[0041]
은 전원 전압 VccH를 이용하고, 아날로그 출력 전류가 커지면 낮은 전원 전압 VccL로 절환하기 때문에, 부하 저
항 RL이 작고, 또한 아날로그 출력 전류 I0가 큰 경우에 문제가 되는 출력 트랜지스터(2)의 발열량(전력 손실)
W를 낮게 할 수 있다.
또, 부하(3)의 저항값 RL가 클 때는, 전원 전압 Vcc는 항상 높은 전원 전압 VccH여야만 한데, 도 2에 도시된 바[0042]
와 같이, RL≥300Ω인 경우는 항상 높은 전원 전압 VccH가 이용된다.
따라서 부하(3)의 저항값 RL가 클 때에, DA 변환기(13)에 외부로부터 입력되는 전류 출력 지령이 값 0에서부터[0043]
값 MAX까지 단번에 급변한 경우에서도, 전원 전압 Vcc는 최초부터 높은 전원 전압 VccH를 적용하고 있으므로,
추종성에 문제는 생기지 않는다.
다음으로, 도 3은 전원 전압의 절환을 실행하지 않는 경우의 전력 손실의 일 특성예를 나타내는 도면이다. 도 4[0044]
는 본 발명에 의한 전원 전압의 절환을 실행한 경우의 전력 손실의 일 특성예를 나타내는 도면이다. 도 3과 도
4에서는, 접속되는 부하(3)의 저항값 RL이 0Ω, 100Ω, 200Ω, 300Ω, 400Ω, 500Ω, 600Ω인 경우의 전력 손실
과 아날로그 출력 전류의 관계가 도시되어 있다. 또한, 도 4에서는 전원 전압의 절환을 실행하는 경우에 발생하
는 전력 손실과, 실행하지 않는 경우에 발생하는 전력 손실의 경계는, 저항값 RL이 300Ω과 400Ω의 중간으로
설정되어 있다.
도 3과 도 4에 있어서 예를 들면, 접속되는 부하(3)의 저항값 RL이 0Ω인 경우에서, 최대 아날로그 출력 전류[0045]
(20mA)가 흐르고 있는 경우는, 전원 전압의 절환을 실행하지 않는 경우에 발생하는 0.3W의 전력 손실이, 상기한
방법으로 전원 전압의 절환을 실시하면 0.17W의 전력 손실로 저감되는 것을 알 수 있다. 이와 같이, 접속되는
부하(3)의 저항값 RL이 300Ω 이하인 작은 저항값인 경우, 전원 전압의 절환을 실행하므로, 아날로그 출력 전류
가 커질 때 문제가 되는 전력 손실이 저감된다.
이상과 같이 실시 형태 1에 의하면, 접속되는 부하의 저항값의 사양 범위의 중앙 부근의 저항값을 기준으로, 아[0046]
날로그 출력 최대 전류값인 때의 부하의 전압이 내부 제어 전압 생성 회로의 출력 전압과 일치하도록 회로 정수
를 조정함으로써, 그 중앙 부근의 저항값보다도 작은 저항값을 가지는 부하에 대해서는, 아날로그 출력 전류가
작은 경우는 높은 전원 전압을, 아날로그 출력 전류가 큰 경우는 낮은 전원 전압을 출력 트랜지스터에 공급하는
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한편, 그 중앙 부근의 저항값보다도 큰 저항값을 가지는 부하에 대해서는 항상 출력 트랜지스터에 높은 전원 전
압을 공급하도록 하였다.
따라서 접속되는 부하의 저항값이 작은 경우는, 아날로그 출력 전류가 클 때에 출력 트랜지스터에 공급하는 전[0047]
원 전압은 저전압이 되어 출력 트랜지스터에서 발생하는 전력 손실을 저감함과 아울러, 낮은 전원 전압이더라도
적정한 동작이 실행되기 때문에, 고속 응답성을 확보할 수 있다. 또, 접속되는 부하의 저항값이 큰 경우는, 출
력 트랜지스터에 공급하는 전원 전압은 항상 높은 전압이더라도 출력 트랜지스터에서 발생하는 전력 손실은 적
고, 항상 높은 전압이 공급되기 때문에, 고속 응답성을 확보할 수 있다.
이하, 전원 전압 절환 회로의 변형예를 실시 형태 2 ~ 5로서 설명하고, 내부 제어 전압 Va의 생성 방법의 변형[0048]
예를 실시 형태 6, 7로서 설명한다.
실시 형태 2. [0049]
도 5는 본 발명의 실시 형태 2에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다. 또한, 도 5에서[0050]
는, 도 1(실시 형태 1)에 도시된 구성요소와 동일하거나 동등한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고 있다. 여
기에서는, 이 실시 형태 2에 관한 부분을 중심으로 설명한다.
도 5에 도시된 바와 같이, 이 실시 형태 2에 의한 아날로그 전류 출력 회로에서는, 도 1(실시 형태 1)에 도시된[0051]
구성에 있어서, 전원 전압 절환 회로(스위치(8), 기준 전압원(9, 10))에 대신하여, 전원 전압 절환 회로(전원
(25), 저항기(26), 제너 다이오드(27, 28) 및 절환 회로로서의 절환 트랜지스터(29))를 마련하고 있다.
제너 다이오드(27, 28)는, 각 캐소드가 병렬로, 저항기(26)를 통하여 전원(25)에 접속됨과 아울러, OP 앰프(7)[0052]
의 다른 쪽 입력 단자에 접속되어 있다. 제너 다이오드(27)의 애노드는 그라운드에 접속되고, 제너 다이오드
(28)의 애노드는 절환 트랜지스터(29)의 컬렉터에 접속되어 있다. 절환 트랜지스터(29)의 베이스는 비교기(11)
의 출력 단자에 접속되고, 절환 트랜지스터(29)의 이미터는 그라운드에 접속되어 있다.
여기서, 제너 다이오드(27)의 제너 전압 Vzh는 제1 기준 전압 H이고, 제너 다이오드(28)의 제너 전압 Vzl는 제2[0053]
기준 전압 L이다. 따라서 전원(25)의 전압은 제너 전압 Vzh보다도 높은 전압이다.
이상의 구성에 있어서, 비교기(11)는 입력하는 내부 제어 전압 Va와 부하단 전압 Vb의 대소 관계가, Va≤Vb인[0054]
경우에는 출력 레벨을 저레벨로 한다. 이것에 의해서, 트랜지스터(29)는 오프 동작 상태를 유지하므로, 제너 다
이오드(27)의 제너 전압 Vzh(제1 기준 전압 H)가 OP 앰프(7)를 통하여 DC／DC 변환기(1)의 기준 전압 단자(1b)
에 입력되고, DC／DC 변환기(1)의 전압 출력 단자(1a)로부터 전원 전압 VccH가 출력된다.
또, 비교기(11)는 입력하는 내부 제어 전압 Va와 부하단 전압 Vb의 대소 관계가, Va＞Vb인 경우에는 출력 레벨[0055]
을 고레벨로 한다. 이것에 의해서, 트랜지스터(29)는 온 동작 상태가 되므로, 제너 다이오드(27)에 전류가 흐르
고, 제너 전압 Vzl(제2 기준 전압 L)가 OP 앰프(7)를 통하여 DC／DC 변환기(1)의 기준 전압 단자(1b)에 입력되
고, DC／DC 변환기(1)의 전압 출력 단자(1a)로부터 전원 전압 VccL이 출력된다.
따라서 실시 형태 2에 의하면, 실시 형태 1과 마찬가지로, 접속되는 부하(3)의 저항값 RL에 따른 높은 전원 전[0056]
압 VccH와 낮은 전원 전압 VccL을 절환하여 출력 트랜지스터(2)에 공급할 수 있다.
실시 형태 3. [0057]
도 6은 본 발명의 실시 형태 3에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다. 또한, 도 6에서[0058]
는, 도 1(실시 형태 1)에 도시된 구성요소와 동일하거나 동등한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고 있다. 여
기에서는, 이 실시 형태 3에 관한 부분을 중심으로 설명한다.
도 6에 도시된 바와 같이, 이 실시 형태 3에 의한 아날로그 전류 출력 회로에서는, 도 1(실시 형태 1)에 도시된[0059]
구성에 있어서, 전원(DC／DC 변환기(1))에 대신하여 전원(DC／DC 변환기(35))을 마련하고, 전원 전압 절환 회로
(스위치(8), 기준 전압원(9, 10))에 대신하여 전원 전압 절환 회로(다른 기준 전압을 출력하는 기준 전압원
(37), 절환 회로로서의 스위치(36))를 마련하고 있다.
스위치(36)의 한쪽 단자는 DC／DC 변환기(35)의 기준 전압 단자(35b)에 접속되고, 스위치(36)의 다른 쪽 단자는[0060]
기준 전압원(37)의 정극단에 접속되어 있다. 기준 전압원(37)의 부극단은 그라운드에 접속되고 있다. 기준 전압
원(37)은 소정의 기준 전압을 출력한다.
스위칭 방식의 DC／DC 변환기(35)는, 내부에 제2 기준 전압 L를 출력하는 기준 전압원을 가지고, 기준 전압 단[0061]
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자(35b)에 외부로부터 기준 전압이 공급되지 않는 경우는, 그 내장하는 기준 전압원을 이용하여 전원 전압 VccL
를 생성하여, 전압 출력 단자(35a)로부터 출력 트랜지스터(2)의 컬렉터에 출력한다.
또, DC／DC 변환기(35)는 기준 전압 단자(35b)에 외부로부터 기준 전압이 공급되는 경우는, 외부로부터의 기준[0062]
전압과 내장한 제2 기준 전압 L을 가산한 제1 기준 전압 H를 이용해 전원 전압 VccH를 생성하여, 전압 출력 단
자(35a)로부터 출력 트랜지스터(2)의 컬렉터에 출력한다.
스위치(36)는 비교기(11)가 비교 결과, 내부 제어 전압 Va와 부하단 전압 Vb의 대소 관계가 Va≤Vb라고 판정하[0063]
고 있을 때는 닫힌 상태여서, 기준 전압원(37)의 정극단을 DC／DC 변환기(35)의 기준 전압 단자(35b)에 접속한
다. 또, 스위치(36)는 비교기(11)가 비교 결과, 내부 제어 전압 Va와 부하단 전압 Vb의 대소 관계가 Va＞Vb라고
판정을 하고 있을 때는 열린 상태가 되어, 기준 전압원(37)의 정극단과 DC／DC 변환기(35)의 기준 전압 단자
(35b)의 접속을 절리(切離)시킨다.
따라서 실시 형태 3에 의하면, 실시 형태 1과 마찬가지로, 접속되는 부하(3)의 저항값 RL에 따라 높은 전원 전[0064]
압 VccH와 낮은 전원 전압 VccL을 절환하여 출력 트랜지스터(2)에 공급할 수 있다.
실시 형태 4. [0065]
도 7은 본 발명의 실시 형태 4에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다. 또한, 도 7에서[0066]
는, 도 1(실시 형태 1)에 도시된 구성요소와 동일하거나 동등한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고 있다. 여
기에서는, 이 실시 형태 4에 관한 부분을 중심으로 설명한다.
도 7에 도시된 바와 같이, 이 실시 형태 4에 의한 아날로그 전류 출력 회로에서는, 도 1(실시 형태 1)에 도시된[0067]
구성에 있어서, 전원(DC／DC 변환기(1))에 대신하여 전원(DC／DC 변환기 H(40), DC／DC 변환기 L(41))을 마련하
고, 전원 전압 전환 회로(스위치(8), 기준 전압원(9, 10))에 대신하여 전원 전압 절환 회로(절환 회로로서의 스
위치(42))를 마련하고 있다.
스위칭 방식의 DC／DC 변환기 H(40)는 내부에 제1 기준 전압 H를 출력하는 기준 전압원을 가지고, 그 내장하는[0068]
기준 전압원을 이용하여 전원 전압 VccH를 생성한다. 또, 스위칭 방식의 DC／DC 변환기 L(41)는 내부에 제2 기
준 전압 L을 출력하는 기준 전압원을 가지고, 그 내장하는 기준 전압원을 이용하여 전원 전압 VccL을 생성한다.
스위치(42)는 비교기(11)가 비교 결과, 내부 제어 전압 Va와 부하단 전압 Vb의 대소 관계가 Va≤Vb라고 판정하[0069]
고 있을 때는, DC／DC 변환기 H(40)가 전압 출력 단자(40a)에 출력하는 전압(전원 전압 VccH)을 선택하여 출력
트랜지스터(2)의 컬렉터에 출력한다.
또, 스위치(42)는 비교기(11)가 비교 결과, 내부 제어 전압 Va와 부하단 전압 Vb의 대소 관계가 Va＞Vb라고 판[0070]
정하고 있을 때는, DC／DC 변환기(L41)가 전압 출력 단자(41a)에 출력하는 전압(전원 전압 VccL)을 선택하여 출
력 트랜지스터(2)의 컬렉터에 출력한다.
따라서 실시 형태 4에 의하면, 실시 형태 1과 마찬가지로, 접속되는 부하(3)의 저항값 RL에 따라 높은 전원 전[0071]
압 VccH와 낮은 전원 전압 VccL을 절환하여 출력 트랜지스터(2)에 공급할 수 있다.
실시 형태 5. [0072]
도 8은 본 발명의 실시 형태 5에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다. 또한, 도 8에서[0073]
는, 도 7(실시 형태 4)에 도시된 구성요소와 동일하거나 동등한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고 있다. 여
기에서는, 이 실시 형태 5에 관한 부분을 중심으로 설명한다.
도 8에 도시된 바와 같이, 이 실시 형태 5에 의한 아날로그 전류 출력 회로에서는, 도 7(실시 형태 4)에 도시된[0074]
구성에 있어서, 전원(DC／DC 변환기 H(40), DC／DC 변환기 L(41))에 대신하여 전원(전압원(45), DC／DC 변환기
L(44))을 마련하고 있다.
전압원(45)은 전원 전압 VccH를 스위치(42)의 한쪽 입력 단자에 출력한다. 또, 스위칭 방식의 DC／DC 변환기[0075]
L(44)는 내장하는 기준 전압원의 전압에 기초하여 전원 전압 VccL을 생성하여, 스위치(42)의 다른 쪽 입력 단자
에 출력한다.
스위치(42)는 비교기(11)가 비교 결과, 내부 제어 전압 Va와 부하단 전압 Vb의 대소 관계가 Va≤Vb라고 판정하[0076]
고 있을 때는, 전압원(45)의 출력 전압(전원 전압 VccH)을 선택하여 출력 트랜지스터(2)의 컬렉터에 출력한다.
또, 스위치(42)는 비교기(11)가 비교 결과, 내부 제어 전압 Va와 부하단 전압 Vb의 대소 관계가 Va＞Vb라고 판[0077]
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정을 하고 있을 때는, DC／DC 변환기 L(44)가 전압 출력 단자(44a)에 출력하는 전압(전원 전압 VccL)을 선택하
여 출력 트랜지스터(2)의 컬렉터에 출력한다.
따라서 실시 형태 5에 의하면, 실시 형태 1과 마찬가지로, 접속되는 부하(3)의 저항값 RL에 따라서 높은 전원[0078]
전압 VccH와 낮은 전원 전압 VccL을 절환하여 출력 트랜지스터에 공급할 수 있다.
실시 형태 6. [0079]
도 9는 본 발명의 실시 형태 6에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다. 또한, 도 9에서[0080]
는, 도 5(실시 형태 2)에 나타낸 구성요소와 동일하거나 동등한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고 있다. 여
기에서는, 이 실시 형태 6에 관한 부분을 중심으로 설명한다.
도 9에 도시된 바와 같이, 이 실시 형태 6에 의한 아날로그 전류 출력 회로에서는, 도 5(실시 형태 2)에 도시된[0081]
구성에 있어서, 내부 제어 전압 생성 회로(저항기(15, 16)에 의한 분압 회로와 전압 시프터(12))에서의 전압 시
프터(12)에 대신하여 출력 전압 Vc인 전압원(31)과 저항기(32)를 마련하고 있다.
분압 회로(저항기(15, 16))의 분압 출력단은 직접 비교기(11)의 다른 쪽 입력 단자에 접속되어 있다. 그리고 전[0082]
압원(31)의 정극단은 그라운드에 접속되고, 전압원(31)의 부극단은 저항기(32)를 통하여 비교기(11)의 다른 쪽
입력 단자에 접속되어 있다.
분압 회로(저항기(15, 16))는 DA 변환기(13)의 출력을 저항기(15, 16)의 분압비에 따라서 분압한다. 그 분압 전[0083]
압은, 상기한 것처럼, 아날로그 출력 전류=0을 기점으로 하여, 아날로그 출력 전류의 증가에 따라서 우상향의
직선 궤적의 변화를 나타낸다. 전압원(31) 및 저항기(32)는, 실시 형태 1의 전압 시프터(12)의 기능을 다른 수
단으로 실현하기 위한 것으로, 아날로그 출력 전류가 도 2에 도시된 소정 아날로그 전류값(18)이 되도록, 저항
기(32) 및 전압 Vc의 값이 조정되어 있다.
즉, 비교기(11)의 다른 쪽 입력 단자에는, 분압 회로(저항기(15, 16))의 분압 전압에 전압원(31)으로부터의 역[0084]
전압(－Vc)이 가산되어 입력되므로, 도 2에 도시된 아날로그 출력 전류 범위(19) 동안은 0V이고, 그곳에서부터
우상향의 직선 궤적의 변화를 나타내는 내부 제어 전압 Va가 인가되게 된다.
따라서 실시 형태 6에 의하면, 실시 형태 1과 마찬가지로, 접속되는 부하(3)의 저항값 RL이 300℃인 경우의 부[0085]
하단 전압 Vb에, 아날로그 출력 전류의 최대값에서 교차하는 내부 제어 전압 Va를 생성할 수 있다. 또한, 이 실
시 형태 6에서는, 실시 형태 2에 대한 적용예를 도시하였지만, 실시 형태 1, 3 ~ 5 에도 마찬가로 적용할 수 있
다.
실시 형태 7. [0086]
도 10은 본 발명의 실시 형태 7에 의한 아날로그 전류 출력 회로의 구성을 나타내는 블록도이다. 또한, 도 10에[0087]
서는, 도 5(실시 형태 2)에 도시된 구성요소와 동일하거나 동등한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고 있다.
여기에서는, 이 실시 형태 7에 관한 부분을 중심으로 설명한다.
도 10에 도시된 바와 같이, 이 실시 형태 7에 의한 아날로그 전류 출력 회로에서는, 도 5(실시 형태 2)에 도시[0088]
된 구성에 있어서, 비교기(11)는 오프셋 조정 기능을 갖는다. 그리고 내부 제어 전압 생성 회로(저항기(15, 1
6)에 의한 분압 회로와 전압 시프터(12))에서의 전압 시프터(12)를 삭제하고, 분압 회로(저항기(15, 16))의 분
압 전압을 직접 비교기(11)의 다른 쪽 입력 단자에 인가하도록 하고 있다.
비교기(11)에 있어서, 다른 쪽 입력 단자에 인가된 분압 전압 Va에 대해서 오프셋 전압이 발생하도록, 전원(4[0089]
7)에 접속된 오프셋 조정 볼륨(46)을 조작하여, 도 2에 도시된 아날로그 출력 전류 범위(19)의 구간에서 오프셋
전압이 0V 이하가 되도록 조정한다.
이에 의해서, 비교기(11)의 다른 쪽 입력 단자에는, 도 2에 도시된 아날로그 출력 전류 범위(19) 동안은[0090]
0V이고, 그곳에서부터 우상향의 직선 궤적의 변화를 나타내는 내부 제어 전압 Va가 인가되게 되므로, 비교기
(11)는 내부 제어 전압 Va와 부하단 전압 Vb의 대소 관계가 Va≤Vb 인지, Va＞Vb 인지에 관한 비교 판정을 정확
하게 실행할 수 있다.
따라서 실시 형태 7에 의하면, 실시 형태 1과 마찬가지로, 접속되는 부하(3)의 저항값 RL이 300℃인 경우의 부[0091]
하단 전압 Vb에, 출력 전류가 최대인 부근에서 교차하는 내부 제어 전압 Va를 생성할 수 있다. 또한, 이 실시
형태 7에서는, 실시 형태 2에 대한 적용예를 도시하였지만, 실시 형태 1, 3 ~ 5에도 마찬가지로 적용할 수
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있다.
여기서, 본 발명에 관한 아날로그 전류 출력 회로는 PLC를 이용한 순서 제어 시스템 외에, 계장(計裝) 시스템이[0092]
나 제어용 컴퓨터를 이용한 제어 시스템 등, 아날로그 출력 전류에 의해서 제어를 실행하는 시스템에 적용할 수
있는 것이다. 따라서 이상 설명한 실시 형태 1 ~ 7에서는, 접속되는 부하로서 전자 밸브를 예로 들어 설명했지
만, 그 외의 부하로서 예를 들면 전류 입력 앰프도 포함할 수 있다.
[산업상의 이용 가능성][0093]
이상과 같이, 본 발명에 관한 아날로그 전류 출력 회로는 접속되는 부하의 저항값이 작은 경우는 전력 손실을[0094]
저감할 수 있음과 아울러 고속 응답성을 확보할 수 있고, 또한 접속되는 부하의 저항값이 큰 경우는 원래 전력
손실이 적지만, 고속 응답성을 확보할 수 있는 특징을 갖기 때문에, 특히 고속이면서 온도 상승을 억제한 아날
로그 전류 출력 회로로서 유용하고, 자연 공냉(空冷) 시스템에 적절하다.
부호의 설명
1, 35, 40, 41, 44: 스위칭 방식의 DC／DC 변환기[0095]
2: 출력 트랜지스터
3: 부하
4 :전류 검출용 저항기
5, 6, 15, 16, 17, 26, 32: 저항기
7, 14: 연산 증폭기(OP앰프)
8, 36, 42: 스위치(절환 회로)
9: 제1 기준 전압원
10: 제2 기준 전압원
11: 비교기
12: 전압 시프터
13: DA 변환기
25, 47: 전원
27, 28: 제너 다이오드
29: 절환 트랜지스터(절환 회로)
31, 45: 전압원
37: 기준 전압원(다른 기준 전압원)
46: 볼륨
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도면
도면1
도면2
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도면3
도면4
도면5
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도면6
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도면8
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도면9
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